1 引言

　　随着DSP技术发展，数字控制在逆变电源控制中的应用也日益广泛，同时PWM专用数字控制器件种类繁多。本文对适用于开关电源控制的多个控制器件的性能进行比较，着重详细介绍TI的TMS320F28XX。

　　逆变电源一般采用两级变换架构，即先采用隔离的DC/DC变换电路增大输入直流电压，再采用非隔离的DC/AC逆变电路输出正弦电压。为了达到高效、一体化管理，可利用单个DSP实现两个变换器的反馈控制。然而，如果同时对两个变换器进行反馈控制,但不能同时进行控制计算，必然会造成相互影响,从而影响最终的控制效果。而TI推出的UCD8K系列器件则提供了一个较好的解决方案。UCD8K系列器件可自主完成反馈控制，但需要数字控制器管理，并可直接与3.3 V数字I/O口连接。

　　另外,驱动逆变电源中的逆变桥的开关管时，必须进行隔离。传统的隔离驱动方法是脉冲变压器隔离，采用脉冲变压器电路简单，但体积大。目前随着光电耦合器速度的提高，适用于高频开关电源隔离驱动的高速光耦已经面世，如Avago公司的HCPL-315J光耦。

　　借助于TMS320F28XX、UCD8K系列和HCPL-315J新型器件，本文给出的逆变电源的两级变换可实现高效的闭环控制。

2 硬件设计

2.1 总体设计

　　逆变电路的硬件框图如图1所示，根据电源的指标要求，DC/DC变换器采用推挽拓扑,整流器为全桥整流，DC/AC变换器采用全桥逆变电路。

　　DC/DC变换器和DC/AC变换器的"控制一输出"连续域传递函数可简化为：

　　其中，RE为滤波电容的寄生串联电阻(ESR)。由于RE相对较小，因此其对极点的影响很小，因此(1)式通常可以近似为[4]：

　　由(2)式可知"控制一输出"传递函数是含有复极点和一个零点的系统。其中，复极点是由滤波电容和滤波电感组成的低通滤波器产生的。而零点则是由滤波电容及其ESR引起的。通常零点的频率高于极点的位置。

　　根据功率级的传递函数,利用Matlab的SISOTOOL工具就可设计校正补偿函数。

2.2 DSP控制器的选择

　　表1列出了目前适用于PWM数字控制的主要器件,通过对性能指标的比较可以看出。TI的TMS320F28XX是目前性能较优异的PWM控制器件。TMS320F28XX系列DSP是24XX系列的升级版。其主要改进在于：主频由40 MHz提高到100 MHz以上,运算数据位由16位提高到32位，A/D转换速度也提高了近一个数量级，大大提高了PWM控制性能。特别是从280X系列已采用Micro Edge Positioning(MEP)技术实现高分辨的PWM(HRPWM)功能。TMS320F2808具有4路的HRPWM。而TMS320F28044的所有16路PWM输出都具有HRPWM功能。常规的数字PWM(如TMS320F2812)，当DSP主频为100 MHz时，可实现200 kHz的PWM输出，计数器有效位仅为9位，分辨率为0.2％，难以满足高精度要求,而采用MEP技术的HRPWM却极大提高输出脉宽的分辨率，如表2所示。HRPWM可以达到14.8的有效位数和0.004％的分辨率，分辨率提高50倍。同时，TMS320F280X系列精简了引脚，从TMS320F2812的176个引脚缩减到TMS320F280X系列的100个引脚，大大减小了印刷板面积。

2.3 UCD8K的应用

　　UCD8K是TI专为采用微处理器或者DSP数字管理模拟脉宽调制器件进行数字管理而设计的。UCD8220和UCD8620是适用于双端推挽输出的PWM控制器件。UCD8220与UCD8620 唯一区别是UCD8620具有110 V高压启动电路，可由48 V的通信电源直接启动。

　　逆变电源采用两级变换架构，前一级为隔离的DC/DC变换器，用于提高输入直流电压；后一级为非隔离的DC/AC逆变电路。由于前一级对最后的输出影响较小，因此采用UCD8220或UCD8620控制，稳定电压输出的反馈控制是由UCD8220自主实现的，而DSP仅仅参与部分管理功能，这样。DSP有足够的CPU时间处理后一级的逆变反馈控制。避免同时控制两路反馈电路引起冲突。UCD8220的典型应用如图2所示，而传统的模拟控制推挽电路采用UC1846，典型电路如图3所示，通过比较两者主要区别为：

　　(1)时钟不同。UC1846采用RC振荡电路产生时钟，时钟频率即为开关频率，通过不同的RC值调整开关频率和死区时间。UCD8220的时钟由数字控制器给出，该时钟的低电平时间为开关输出的死区时间。

　　(2)UCD8220具有3.3 V兼容的I/O接口。如：时钟输入、过流标志输出、最高电流设定。

　　(3)UC1846具有5.1 V/30 mA的基准输出，用于设定反馈信号比较的基准和分压后可用于过流信号设定。而UCD8220则具有3.3 V/10 mA的基准输出，可用于电流型控制的斜坡补偿，同时也可作为数字控制器件的电源。

　　(4)UC1846具有专门的关断输出引脚(16引脚)，当该引脚输入电平超过350 mV，关断PWM。输出：而UCD8220则无专门的关断输出引脚，只要数字控制给出的时钟信号始终为低电平，就可关断PWM输出。

　　(5)UC1846电流反馈是双端输入，电压反馈的误差放大器正负输入和补偿端都留有输入引脚，UCD8220则简化了输入，电压和电流反馈都只采用一只输入引脚，大大简化了外围电路。

2.4 光耦驱动器件的应用

　　传统开关电源的隔离驱动方法是采用脉冲变压器,脉冲变压器的突出问题是体积大，使控制电路印刷板的设计难度增加，同时脉冲变压器的漏感难以消除，影响输出脉冲的边沿陡度，同时其绕组的寄生参数的存在会导致在脉冲的边沿产生振荡，不利于功率管工作。另外，脉冲变压器共模抑制较低,而采用光电耦合则不存在这些问题。目前随着光耦速度的提高，使得采用光电耦合用于功率器件的隔离驱动成为可能。著名的Avago技术公司(原属安捷伦公司)推出了一系列适用于IGBT和MOS-FET的光耦隔离驱动集成电路。输出驱动电流最大可达2 A，如HCPL-3120。而光耦HCPL-316J在实现隔离驱动的同时还实现隔离故障检测。该光耦通过内部集成的第二个反向传输光耦，监视开关管是否过流损坏，其输出可直接与TTL电平控制器相连。对于桥式电路采用双驱动器的器件，如本设计采用的HCPL-315J。HCPL-315J的内部结构如图4所示。

　　HCPL-315J的主要特性：在VCM=1500 V时共模抑制比为15 kV/μs；工作电压范围为15 V～30 V；双通道的隔离电压为l 500 Vrms/分钟：具有UVLO保护功能；最大输出驱动电流为0.6 A；外形尺寸为10.36mm×10.31 mm×3.51 mm，光耦驱动器的体积比脉冲变压器体积小很多，仅仅是传统隔离变压器的几十分之一。但是光耦驱动的代价是必须提供被驱动电路共地的辅助电源(通常为15 V)。HCPL-315J驱动桥式变换的应用电路如图5所示。

　　数字控制器输出的PWM信号经过集电极开路输出的7407驱动光耦的发光二极管,由于输出桥臂的上下两个开关管是交替导通,因此可以采用图5所示的自举电路，只采用一路+15 V辅助电源实现两路不共地的光耦供电。

3实验研究

　　设计电路的主要指标：输入电压28 V±4 V直流；逆变输出电压为115 V±2％：逆变输出频率为400 Hz±1％；输出波形总畸变率(THD)≤3％(带线性负载时)；单模块输出500 VA。电路设计参数为：

　　(1)DC/DC变换器

　　开关管选用100 V/100 A的MOSFET：整流二极管选用500 V/6 A的快恢复二极管；输出滤波电路的参数为L=141μH，C=470μF。

　　(2)DC/AC变换器

　　开关管选用500 V/20 A的MOSFET：输出滤波电路L=1.2mH，C=1μF。

　　实验波形如图6所示，上方的波形为输出电压波形，采用10：1的探头测量，因此实际的显示尺度为100 V/格；下方波形为输出电流的波形，尺度为2.5A/格。满载时THD=1.9％，在输入电压在22 V～32 V范围内变化,以负载在150 VA～500 VA内变化进行测量,输出电压的变化在1.48％以内,THD的最大值即为满载输出值。因此设计完全满足指标要求。

　　由于DC/AC变换器的反馈检测和驱动电路的部分辅助电源采用DC/DC变换器的变压器的绕组输出实现，因此，在输入电压低于22 V时，仅控制前级DC/DC变换器工作,直到输入电压达到22 V时后级DC/AC变换器才开始软启动。这样可以保证DC/AC变换器可靠工作。实验表明在满载时输入电压在22 V～32 V时，都可以输出稳定的电压波形。
由于采用数字控制，输出电压的频率相当稳定。

4 结束语

　　本文以TMS320F28XX、UCD8K系列和HCPL-315J为核心设计了数字控制两级DC/AC逆变电源,详细介绍了所选器件的特点以及应用。实验结果表明该设计方案具有良好的性能。