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摘要：提供了一种新颖的宽输入范围、完全DCM、箝位电流工作模式的Boost功率因数校正电路控制方法。该控制方法不存在Boost电路中二极管的反向恢复，从而提高了整个电路的效率，同时，该方案获得了低的总谐波畸变（THD）和较高的功率因数（PF）。该方案适合于中低功率场合的应用。给出了具体的理论分析和一个100W的电路实验数据。 关键词：电流箝位升压；功率因数校正；完全断续电流模式 引言 在以往的有源功率因数校正电路拓扑中，一个带乘法器的控制芯片不可避免。为了降低成本，一种电流箝位（ClampedCurrentBoost,CCB）的控制方法可以简化电路。在这种电路中，每半个周期中开关电流峰值被箝位至一个参考值。输入电流的波形跟随输入电压，?样就可以得到理想的THD。由于它不需要乘法器来提供一个电流参考值，而可以利用任何一种峰值电流控制的芯片（如UC3843）来完成这个功能，从而大大降低了成本，简化了电路。 本文提出了一种在通用的整个输入电压范围内工作在DCM的CCBPFC电路。该电路消除了二极管的反向恢复问题，从而提高了电路的工作效率；同时，由于工作在电流断续模式，电感量减小，这样就可以减小电感的体积，提高功率密度。 本文给出了该电路拓扑的数学分析并且给出了一个100W的电路实验结果。 电路原理图如图1所示。在进行分析之前，假设以下条件成立： ——所有的元器件都是理想的； ——变换器工作在稳态时，开关频率?大于交流母线的频率，从而可以认为在一个开关周期内，输入电压是恒定的； ——输入电压是理想的正弦波vac= Vmsin(ωLt)，其中ωL为交流母线的频率； ——参考电压在一段时间内是一个恒定值Vref； ——输出电压是恒定的。 为了便于分析，使得计算的结果与具体的电路参数无关，我们采用标幺值，即令 Vb=Vo； Ib=Vo/Rt(Rt=2L/Ts，Ts为开关周期)； 则输入的电压峰值为： Vm=Vm/Vb （1） 与传统的CCBPFC电路不同，在整个母线电压输入周期内，该电路工作在电流断续模式。在每半个周期内，有两种电流断续工作模式。如图1所示，在开关周期开始阶段，Boost电路中的开关管处于开通的状态，电感中的电流iL从零开始增加。在采样电压（RiiL）达到参考电压（Vref）和斜率补偿电压（VR）的和,或者达到最大占空比时，开关管关断，电感电流线性减小（如图2）。这两种工作模式分别定义为DCM2和DCM1。 对一个周期内电感电流求平均值，可以得到两种DCM工作模式下的电流归一化后的表达式分别为： DCM1和DCM2的边界条件为： 因此，可以得出DCM1和DCM2两种工作模式的边界点为： ωLt=arcsin[(Iref/Dmax-IRM)/2Vm] 式中：为斜率补偿电流峰值。 由前所述，可以得到每半个周期的平均电流归一化暂态值： 由上面的分析可以得到每半个工频周期，在不同输入电压下，输入电流的的波形如图3所示。 Boost电感值必须保证在整个周期内，电路工作在DCM模式。 在最小输入电压下的电流峰值为：
式中：Po为输出功率; η为最低效率;Vin,rms,min为最低的输入电压幅值。 所以，电感值由式（7）决定。 (Vinpmin/L)DlminTs≥2Iinp （7） 式中：Vinpmin为最小输入电压峰值； Dlmin为在最小输入电压时的最小占空比，即 Dlmin=(Vo－Vinpmin)/Vo （8） 输出电容必须满足式（9）。 Co≥Po/(2πflineVoΔVo) （9） 标幺化的功率因数可以由式（10）获得。 PF=Pin/(VinrmsIinrms) （10） 式中： 那么, 2 实验结果 设定以下工作条件： Vm=127～311V；fline=50Hz；Vo=380V； Po=100W；η=0.92；fs=77kHz；Dmax=0.95。 L=370μH；Kr=0.22；C=68μF，选用68μF/ 400V铝电解电容。 电路图如图4所示。 表1 PF，THD与输入电压关系表
3 结语 本文对一种在通用的整个输入电压范围内实现DCMCCBPFC的电路拓扑，进行了详细的理论分析，实验结果证明了该电路可以满足IEC1000-3-2标准。同时，由于它消除了二极管的反向恢复，采用电流断续模式，提高了电路的工作效率和功率密度。这对于中小功率的应用有很大的吸引力。 |
