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摘要：提出了一种新颖的FLYBACK变换器ZVS软开关实现方案。一个较小的辅助变压器与主变压器串联，通过使辅助变压器原边激磁电感电流双向来达到主开关管的ZVS软开关条件。该方案实现了主辅开关管的ZVS软开关，限制了输出整流二极管关断时的di/dt，并且使变换器在任何负载情况下，都能在宽输入范围内实现软开关。 关键词：ZVS软开关；辅助变压器；电流双向 引言 在很多通讯和计算机系统中，需要使用高功率密度、高效率的开关电源。提高开关频率可以减小电感、电容等元件的体积，是目前开关电源提高功率密度的一种趋势。但是，开关频率的提高，开关器件的损耗也随之增加。 Flyback变换器电路简单，在小功率场合得到了广泛的应用。基于Flyback变换器的ZVS软开关拓扑也得到了进一步的发展[2][3][4]。最近几年，有源箝位ZVS软开关技术被提出[5][6][7]，但它也存在一些缺点[8][9]，比如，轻载时不能实现软开关。 1）电路在整个负载范围内都能实现软开关； 2）任何负载情况下，电路都可以在宽输入范围中实现软开关； 3）丢失占空比不随输出负载变化而变化，利于电路参数设计。 下面分析了此电路的工作原理及软开关参数的设计，并以实验结果验证了该方案的有效性。 图1为本文提出的Flyback软开关电路，Tr为辅助变压器。其两个开关S1及S2互补导通，中间有一定的死区防止共态导通。主变压器T激磁电感Lm较大，使电路工作在电流连续模式（CCM），如图2中iLm波形所示。而Tr的激磁电感Lmr设计得较小（LmrLm），使流过Lmr的电流在一个周期内可以反向，如图2中iLmr波形所示。考虑到开关的结电容以及死区时间，一个周期可以分为7个阶段进行分析，各个阶段的等效电路如图3所示。其工作原理描述如下。 1）阶段1〔t0～t1〕该阶段，S1导通，Lm与Lmr串联承受输入电压，流过Lm及Lmr的电流线性上升。此时间段 式中：Vds2为S2的漏源电压； Vo为变换器输出电压； N1为T原边绕组匝数； N2及N3为T副边两个绕组匝数； n1及n2为Tr原副边两个绕组匝数。 2）阶段2〔t1～t2〕t1时刻S1关断，Lm上的电流通过T耦合到副边，使二极管D导通，Lm两端电压被箝位在
Lm上的电流线性下降。 Lmr上的电流一部分对S1的输出结电容Cr1充电，另一部分通过Tr耦合对S2的输出结电容Cr2放电。t2时刻，S2的漏源电压下降到零，该阶段结束。 3）阶段3〔t2～t3〕当S2的漏源电压下降到零之后，S2的寄生二极管导通，将S2的漏源电压箝位在零电压状态，也就为S2的零电压导通创造了条件。同时Lmr两端被箝位在
Lmr上电流线性下降。而S1的漏源电压被箝位在最大电压 4）阶段4〔t3～t4〕t3时刻S2的门极变为高电平，S2零电压开通。流过寄生二极管的电流流经S2。Lmr两端依然承受式（3）所示电压V1，Lmr上电流线性下降到零然后反向增加。t4时刻，S2关断，该阶段结束。此时间段
5）阶段5〔t4～t5〕t4时刻，Lmr上的电流方向为负，此电流一部分对S1的输出结电容Cr1放电，同时，另一部分通过Tr耦合到副边对S2的输出结电容Cr2充电。到t5时刻，S1的漏源电压下降到零，该阶段结束。 6）阶段6〔t5～t6〕当S1的漏源电压下降到零之后，S1的寄生二极管导通，将S1的漏源电压箝位在零电压状态，为S1的零电压导通创造了条件。此时，Lmr上的反向电流流经主变压器，给流过二极管D的电流iD叠加上一个电流
此时间段内，二极管D仍然导通，Lmr两端电压被箝位在
Lmr上电流线性上升。而S2的漏源电压被箝位在最大电压 7）阶段7〔t6～t7〕t6时刻，S1的门极变为高电平，S1零电压开通。流过寄生二极管的电流流经S1。由于Lmr两端承受的电压V1此时较大，iLmr快速上升，到t7时刻，iLmr=iLm，主变压器耦合到副边的电流为零，二极管D自然关断。此时间段= （12） 由于LmrLm，式（12）可近似为
接着Lmr与Lm串联承受输入电压，开始下一个周期。可以看到，在这种方案下，两个开关S1和S2零电压开通，二极管D零电流关断。 2 软开关的参数设计 假定电路工作在CCM状态。由于S2的软开关实现是iLmrmax对Cr1及Cr2充放电，而S1的软开关实现是iLmrmin对Cr1及Cr2充放电，在电路满载情况下，|iLmrmax|>>|iLmrmin|，而且S2的充电电压要大于放电电压（见图2波形vds2），因此，S1的软开关实现要比S2难得多。在参数设计中，关键是要考虑S1的软开关条件。 由于Lmr的存在，变换器的有效占空比Deff（根据激磁电感Lm的充放电时间定义，见图2）要小于S1的占空比D，但是，由于t4～t7时间内iLmr的上升速度非常快，所以，可近似认为Deff=D。这样，根据Flyback电路工作在CCM的条件
式中：η为变换器效率； fs为开关频率；为变换器输出功率。 在实际设计中，为了保证电路在轻载时也能工作在电流连续模式，取定
2.2 主副变压器原副边匝数比设定 根据LmrLm，及变换器输入输出关系有
而根据式（8），为了使输出滤波前电流io在t3～t4时间段下降不要太快，最好有N3≤N2。 另外，为了保证t1时刻S1关断时流过副边二极管D的电流iD>0，根据式（7）有
2.3 辅助变压器激磁电感Lmr设定 为了实现S1的ZVS软开关，在(1－D)T时间内，激磁电感Lmr上电流必须反向，即 另外，根据Lmr与S1及S2的输出结电容谐振条件 将式（24）代入式（22）解得 比较式（20）和式（25），Lmr应该根据式（25）来设定。 另外，由式（24）可以发现，输入、输出电压一定时，随着负载的增加，iLmrmax增大〔见式（19）〕，iLmrmin减小，软开关就越不容易实现。所以，Lmr要根据满载时软开关的实现条件来设定。而当输入电压为宽范围时，随着输入电压的减小，iLmrmax增加〔由于电路工作在CCM，满载时式（19）第二项可以忽略〕，iLmrmin表达式第一项减小，iLmrmin减小，软开关就越不容易实现。所以，对于输出负载、输入电压变化的情况，Lmr要根据输出满载、输入电压最小时的软开关实现条件来设定。 同时需要指出，在能实现软开关的前提下，Lmr不宜太小，以免造成开关管上过大的电流应力及导通损耗。 2.4 死区时间的确定 为了实现S1的软开关，必须保证在t5～t6时间内，S1开始导通。否则，Lmr上电流反向，重新对Cr1充电，这样，S1的ZVS软开关条件就会丢失。因此，S2关断后、S1开通前的死区时间设定对开关管S1的软开关实现至关重要。合适的死区时间为电感Lmr与S1及S2的输出结电容谐振周期的1/4，即
一般而言，开关管输出电容是所受电压的函数，为方便起见，在此假设Cr1及Cr2恒定。 2.5 有效占空比Deff的计算 有效占空比Deff比S1的占空比D略小，即
从式（29）可以看出，丢失占空比与输出负载无关。在相同电气规格和电路参数条件下，其值大概为有源箝位Flyback变换器满载时丢失占空比的1/2[7]。 3 实验结果 为了验证上述的ZVS软开关实现方法，本文设计了一个实验电路，其规格及主要参数如下： 输入电压Vin40～56V； 输出电压Vo20V； 输出满载电流Io3A； 工作频率f100kHz； S1及S2IRF640； 主变压器激磁电感Lm222μH； 主变压器原副边匝数N1：N2：N339：15：15； 辅助变压器激磁电感Lmr10μH； 辅助变压器原副边匝数n1：n213：13。 图9给出了变换器效率曲线。图9（a）为输入电压一定，负载电流不同时的变换效率曲线，可以看出，满载时效率最高，为91.35％。图9（b）为负载电流一定，输入电压不同时的变换效率曲线，可以看到，效率随输入电压变化而变化的范围很小。 本文提出了一种Flyback变换器ZVS软开关拓扑，分析了其工作原理及其软开关参数的设计方法。由于软开关参数的设计（关键是辅助变压器原边激磁电感Lmr的设计）是根据满载及最小输入电压时的工作情况设计的，而随着负载的减轻和输入电压的增加，ZVS软开关的实现也越容易。因此，该软开关拓扑可以工作在宽输入范围及任何负载范围，与有源箝位软开关拓扑相比具有一定的优点，可以作为应用于通讯、计算机系统等高功率密度场合的一种选择。 |
