欠压锁定电路结构简单，工作电压范围宽，适应性强，且无需额外的基准电压^[2]，因此有着广泛的应用。电路正常工作时，MN1导通，流过R1的电流I1作为比较器的灌电流，全部流经MN1到地。为使电路性能可靠，有较好的响应速度，电流I1通常需5μA~10μA。静态时该电流为无效用电流，增加了系统的功耗，浪费了电源的能量，对系统的效率、散热及稳定性产生了不好的影响，并且其响应速度也不够快。如果用增大R1的阻值减小电流I1的大小，虽然可以降低功耗，但减慢了电路的响应速度，并严重影响了电路的稳定性，因此需要对该电路作进一步的改进。
2 改进的电路
改进的电路如图2所示，电路结构由采样、先导控制、比较器、迟滞反馈回路、加速响应电路、缓冲器六部分构成。电阻R1、R2、R3、R4构成分压电阻网络实现对VCC的采样；MN1、R5、INV1组成先导控制电路，实现对比较器灌电流的控制；MN2、R6、MP2组成比较器，实现采样电压与MN2的VTH比较；MP1构成正反馈回路，可实现VCC的迟滞功能；INV2、MP3、R7构成正反馈回路，可加速比较器的翻转，从而提高电路的响应速度；SCHMITT触发器和INV3是缓冲电路，对比较器的输出波形进行缓冲和整形，SCHMITT触发器的结构如图3所示，其工作原理详见参考文献[3]；另外，电容C1起滤波和储能作用。

本电路通过低功耗的先导控制电路控制电流较大的比较器的灌电流，使比较器只有在状态发生翻转时有微弱的电流流过MN2。在其余时间，无论比较器是输出高电平还是低电平，都没有电流流过MN2，也就是说使电路无论是在正常工作状态还是在欠压锁定状态，比较器都不消耗功率，这样就可以把电路的静态功耗降到最低。为了加快比较器的翻转速度，可通过先导控制电路和加速响应电路来实现。在VCC电压升高过程中，当电压较低时，由于MN1、MN2截止，D电位处于高电位，可通过先导控制电路使MP2导通，同时MP3也导通，给电容C1充电，使G点的电压等于VCC，使输出端为高电平，电路处于欠压锁定状态；随着VCC电压升高，由于B点的电压高于C点的电压，使MN1比MN2先导通，先导控制电路使MP2截止，使比较器的灌电流消失，此时由于电容C1没有放电回路，使G点保持高电平，电路仍处于欠压锁定状态；当VCC进一步上升使C点的电压高于MN2的阈值时，MN2导通，由于没有灌电流的作用，MN2迅速给C1放电，使G点电压迅速下降到0V，电路解除欠压锁定，进入正常工作状态，此时MP1导通，R1被短接。此后VCC继续升高，先导控制电路使MP2保持截止状态，使电路保持在正常工作状态。由于比较器中没有灌电流，比较器的静态功耗为零。因此VCC电压在上升过程中，其阈值为：

在V_CC电压下降使电路由正常工作状态转为欠压锁定状态的过程中，由于MN2截止之后的很短时间内，MN1仍然导通，使MP2仍处于截止状态，电容C1无放电回路， G点仍处于低电平，电路仍处于正常工作状态，此时，比较器的静态功耗也为零；此后MN1截止，使MP1导通，MN2仍处于截止，由于灌电流的作用，使G点电压高，通过INV2、MP3、R7的正反馈作用，使MP3导通，由于R7阻值较小，使流过MP3、R7的电流较大，G点电压迅速提升到VCC，电路进入欠压锁定状态；此后，MN2截止，使电路保持欠压锁定状态，由于比较器中没有电流流过MN2，因此比较器基本上无静态功耗。因此VCC电压在下降过程中，其阈值为：

如图2所示，改变电阻R3的大小，可以调整MN1和MN2导通和截止的时间次序。为了降低R5、MN1的功耗，应增大R5的阻值，减小MN1的W/L，使流过MN1和R5的电流很小。为了减小MN1和MN2制造工艺的不匹配问题，要求MN2由若干个与MN1相同的NMOS管并联构成。
3 HSPICE仿真结果与分析
根据上面的计算结果，采用0.6μm工艺模型，利用Hspice 对电路进行模拟仿真。在模拟仿真过程中，各器件的参数有调整。在仿真时，分别增大和减小电源电压进行DC扫描，输出端的波形如图4所示，电路的总功耗如图5所示。